前一節已經簡單介紹過如何分析週期性訊號的頻譜成分了!相信讀者對於頻譜 一詞已有一定概念。在現實生活中,我們不可能一次就處理無窮無盡的訊號,勢必要擷取一部份來進行,所以待處理的訊號不可能有週期性。在這一節,我們將要介紹分析非週期性 訊號頻譜成分的方法。與第二節雷同,這邊仍然會以嚴謹的數學論證推導出傅立葉積分公式,只不過要借助第二節週期性的數學結果,加上一點技巧方能達成。
# 時限的圖解與證明
對於一個時限 (time-limited) 訊號,我們可否仍將之近似為一個週期性訊號呢?是可以的,其實只不過就是先假設它有週期 T 0 T_0 T 0 ,再把週期的值慢慢拉遠,遠到我們觀察不到重複性,最後變成無窮遠,那就是我們要的了。概念圖如下:
I. 一開始設定週期不是很大的時候,在同個視窗下很容易看到多個波型。
II. 接下來設定週期愈來愈大的時候,在同個視窗下看到的波型數量愈來愈少。
III. 最後週期趨近於無限大 的時候,無論視窗多寬,我們都只看得到原本的波型 (即無週期性 )。
回憶一下第二節的結論,給定 v ¨ ( t ) = a 0 2 + ∑ n = 1 ∞ ( a n cos ( n 2 π T 0 t ) + b n sin ( n 2 π T 0 t ) ) \displaystyle \ddot v(t) = \dfrac{a_0}2 + \sum_{n=1}^\infty \Big(a_n\cos(n\dfrac{2\pi}{T_0}t) + b_n\sin(n\dfrac{2\pi}{T_0}t)\Big) v ¨ ( t ) = 2 a 0 + n = 1 ∑ ∞ ( a n cos ( n T 0 2 π t ) + b n sin ( n T 0 2 π t ) ) ,當 T 0 → ∞ T_0\to\infty T 0 → ∞ 時原式其實可以化為:
\displaystyle \begin{alignat*}{2} v(t) &= \lim_{T_0\to\infty}\dfrac{a_0}2 + \frac1{T_0}\cdot\sum_{n=1}^\infty T_0a_n\cos(n\dfrac{2\pi}{T_0}t) + T_0b_n\sin(n\dfrac{2\pi}{T_0}t) \\&= \lim_{T_0\to\infty} \bigg(\dfrac1{T_0}\int_{T_0} v(t)\ dt\bigg) + \frac1{T_0}\cdot\sum_{n=1}^\infty T_0a_n\cos(n\dfrac{2\pi}{T_0}t) + T_0b_n\sin(n\dfrac{2\pi}{T_0}t)\quad\quad\ //\ \dfrac1{T_0}\int_{T_0} v(t)\ dt = 0\\&= \lim_{T_0\to\infty}\frac1{T_0}\cdot\sum_{n=1}^\infty \bigg(2\int_{T_0} v(t)\cos(n\dfrac{2\pi}{T_0}t)\ dt\bigg)\cos(n\dfrac{2\pi}{T_0}t) + \bigg(2\int_{T_0} v(t)\sin(n\dfrac{2\pi}{T_0}t)\ dt\bigg)\sin(n\dfrac{2\pi}{T_0}t)\quad\quad\ //\ 抽換掉\ T_0a_n\ 和\ T_0b_n\\&= \lim_{f_0\to0} f_0\cdot\sum_{n=1}^\infty \bigg(2\int_{-\infty}^\infty v(t)\cos\Big(2\pi(nf_0)t\Big)\ dt\bigg)\cos\Big(2\pi(nf_0)t\Big) + \bigg(2\int_{-\infty}^\infty v(t)\sin\Big(2\pi(nf_0)t\Big)\ dt\bigg)\sin\Big(2\pi(nf_0)t\Big)\quad\quad\ //\ 1/T_0\ 取代成\ f_0 \\&= \lim_{f_0\to0}f_0\cdot\sum_{n=1}^\infty A(nf_0)\cos\Big(2\pi(nf_0)t\Big) + B(nf_0)\sin\Big(2\pi(nf_0)t\Big)\quad\quad\ //\ 以頻率為參數定義出新的函數\\&= \int_{0}^\infty A(f)\cos(2\pi ft) + B(f)\sin(2\pi ft)\ df\quad\quad\ //\ 將黎曼和轉為積分\end{alignat*}
至此,我們終於確立了非週期性訊號的傅立葉合成式!和 FS 較為明顯的差異相信讀者可以觀察到,便在於頻譜從離散形式的 a n a_n a n 、b n b_n b n 乘上週期 T 0 T_0 T 0 之後變成連續形式的A ( f ) A(f) A ( f ) 、B ( f ) B(f) B ( f ) 了。
時限訊號的傅立葉積分 (Fourier Integral,簡稱 FI)
給定一個定義於整個實數域的非週期性時限 訊號 v ( t ) v(t) v ( t ) ,其傅立葉積分 定義如下:
∫ 0 ∞ A ( f ) cos ( 2 π f t ) + B ( f ) sin ( 2 π f t ) d f \displaystyle \int_{0}^\infty A(f)\cos(2\pi ft) + B(f)\sin(2\pi ft)\ df ∫ 0 ∞ A ( f ) cos ( 2 π f t ) + B ( f ) sin ( 2 π f t ) df
其中A ( f ) = 2 ∫ − ∞ ∞ v ( t ) cos ( 2 π f t ) d t \displaystyle A(f) = 2\int_{-\infty}^\infty v(t)\cos(2\pi ft)\ dt A ( f ) = 2 ∫ − ∞ ∞ v ( t ) cos ( 2 π f t ) d t ,而且B ( f ) = 2 ∫ − ∞ ∞ v ( t ) sin ( 2 π f t ) d t \displaystyle B(f) = 2\int_{-\infty}^\infty v(t)\sin(2\pi ft)\ dt B ( f ) = 2 ∫ − ∞ ∞ v ( t ) sin ( 2 π f t ) d t ,這是對於所有的正實數 f f f 而言 (不包含 0)。
# 推廣到非時限訊號
細心的讀者應該會發現,其實還有一種更通俗的情況還沒考慮到。我們剛剛的推導都是在時限的假設底下進行,在理論數學模型底下的所有訊號,應該存在非時限的訊號吧?如果不是時限訊號的話要怎麼辦呢?其實可以用分段的技巧,將整段長訊號切割成一小段一小段的時限訊號,重複時限訊號的表示式最後再行累加即可,依然會導到預期與時限訊號一樣的結論。概念圖如下:
I. 原本非時限訊號有無限長。
II. 最後可以拆成無數個時限訊號的疊加。
假如非時限訊號 v ( t ) v(t) v ( t ) 可以拆解成無窮多個時限訊號的疊合 ∑ i = 1 ∞ v i ( t ) \displaystyle \sum_{i=1}^\infty v_i(t) i = 1 ∑ ∞ v i ( t ) ,那麼:
I. 從時域的疊加觀點來看 v ( t ) = ∑ i = 1 ∞ v i ( t ) \displaystyle v(t) = \sum_{i=1}^\infty v_i(t) v ( t ) = i = 1 ∑ ∞ v i ( t )
= ∑ i = 1 ∞ ( ∫ 0 ∞ A i ( f ) cos ( 2 π f t ) + B i ( f ) sin ( 2 π f t ) d f ) \displaystyle = \sum_{i=1}^\infty \bigg( \int_{0}^\infty A_i(f)\cos(2\pi ft) + B_i(f)\sin(2\pi ft)\ df\bigg) = i = 1 ∑ ∞ ( ∫ 0 ∞ A i ( f ) cos ( 2 π f t ) + B i ( f ) sin ( 2 π f t ) df )
= ∫ 0 ∞ ( ∑ i = 1 ∞ A i ( f ) ) cos ( 2 π f t ) + ( ∑ i = 1 ∞ B i ( f ) ) sin ( 2 π f t ) d f \displaystyle = \int_{0}^\infty \bigg(\sum_{i=1}^\infty A_i(f)\bigg)\cos(2\pi ft) + \bigg(\sum_{i=1}^\infty B_i(f)\bigg)\sin(2\pi ft)\ df = ∫ 0 ∞ ( i = 1 ∑ ∞ A i ( f ) ) cos ( 2 π f t ) + ( i = 1 ∑ ∞ B i ( f ) ) sin ( 2 π f t ) df
= ∫ 0 ∞ A ( f ) cos ( 2 π f t ) + B ( f ) sin ( 2 π f t ) d f \displaystyle = \int_{0}^\infty A(f)\cos(2\pi ft) + B(f)\sin(2\pi ft)\ df = ∫ 0 ∞ A ( f ) cos ( 2 π f t ) + B ( f ) sin ( 2 π f t ) df
我們依然可以有類似時限訊號的結論 v ( t ) = ∫ 0 ∞ A ( f ) cos ( 2 π f t ) + B ( f ) sin ( 2 π f t ) d f \displaystyle v(t) = \int_{0}^\infty A(f)\cos(2\pi ft) + B(f)\sin(2\pi ft)\ df v ( t ) = ∫ 0 ∞ A ( f ) cos ( 2 π f t ) + B ( f ) sin ( 2 π f t ) df 。
另外,從推導也恰好得知 A ( f ) = ∑ i = 1 ∞ A i ( f ) \displaystyle A(f)=\sum_{i=1}^{\infty}A_i(f) A ( f ) = i = 1 ∑ ∞ A i ( f ) 且 B ( f ) = ∑ i = 1 ∞ B i ( f ) \displaystyle B(f)=\sum_{i=1}^{\infty}B_i(f) B ( f ) = i = 1 ∑ ∞ B i ( f ) ,意味著頻譜也必須隨之疊加。
II. 從頻域的疊加觀點來看 A ( f ) = ∑ i = 1 ∞ A i ( f ) = ∑ i = 1 ∞ ( 2 ∫ − ∞ ∞ v i ( t ) cos ( 2 π f t ) d t ) \displaystyle A(f) = \sum_{i=1}^\infty A_i(f) = \sum_{i=1}^\infty \Bigg(2\int_{-\infty}^\infty v_i(t)\cos(2\pi ft)\ dt \Bigg) A ( f ) = i = 1 ∑ ∞ A i ( f ) = i = 1 ∑ ∞ ( 2 ∫ − ∞ ∞ v i ( t ) cos ( 2 π f t ) d t )
= 2 ∫ − ∞ ∞ ( ∑ i = 1 ∞ v i ( t ) ) cos ( 2 π f t ) d t = 2 ∫ − ∞ ∞ v ( t ) cos ( 2 π f t ) d t \displaystyle = 2\int_{-\infty}^\infty \bigg( \sum_{i=1}^\infty v_i(t)\bigg)\cos(2\pi ft)\ dt = 2\int_{-\infty}^\infty v(t)\cos(2\pi ft)\ dt = 2 ∫ − ∞ ∞ ( i = 1 ∑ ∞ v i ( t ) ) cos ( 2 π f t ) d t = 2 ∫ − ∞ ∞ v ( t ) cos ( 2 π f t ) d t ,同理 B ( f ) = 2 ∫ − ∞ ∞ v ( t ) sin ( 2 π f t ) d t \displaystyle B(f) = 2\int_{-\infty}^\infty v(t)\sin(2\pi ft)\ dt B ( f ) = 2 ∫ − ∞ ∞ v ( t ) sin ( 2 π f t ) d t 。我們依然可以有類似時限訊號的結論。
推廣 1 - 推廣傅立葉積分到非時限訊號
藍框框所敘述的傅立葉積分定義也可以適用到非時限訊號。